Введение. Одной из наиболее важных и актуальных задач современной спутниковой навигации является подавление помех, снижающих качество работы навигационных систем. Распространенным способом решения задачи компенсации помех является использование цифровых адаптивных пространственных фильтров. В зависимости от конкретной конфигурации радиотехнической системы при математическом описании методов цифровой обработки сигналов могут использоваться специфические вычислительные структуры, работа с которыми при практической реализации может быть осуществлена с использованием особых вычислительных алгоритмов. В частности, применение в радионавигационной системе центрально-симметричных линейных и кольцевых антенных решеток позволяет использовать для описания таких систем соответственно теплицевы и циркулянтные выборочные корреляционные матрицы и реализовывать обращение таких матриц в целях построения цифровых фильтров с помощью особых численных методов.

Цель работы. Сравнительный анализ работы алгоритмов пространственной обработки сигналов с оцениванием теплицевых и циркулянтных выборочных корреляционных матриц и численных методов обращения таких матриц, уточнение некоторых известных результатов в данной области.

Материалы и методы. Анализ работы алгоритмов проводился в среде MATLAB с использованием экспериментальных записей спутниковых навигационных сигналов и помех, полученных с помощью реальной радиотехнической системы.

Результаты. Получено новое выражение для построения выборочной оценки циркулянтной корреляционной матрицы. Приведены формулы, задающие модификацию численного алгоритма Барайсса обращения теплицевых матриц для случая комплексной эрмитовой матрицы. Посредством анализа результатов компьютерного моделирования выявлены алгоритмы, показавшие в поставленных экспериментах наилучшие характеристики. Время работы алгоритмов в случае теплицевой матрицы не превысило 2.5 10⋅ ⁻³ с, в случае циркулянтной – 0.04 с. Значения отношения несущей к шуму в обработанном сигнале составили не менее 46 дБ.

Заключение. Полученные формулы и проанализированные алгоритмы могут быть использованы при реализации адаптивной цифровой фильтрации спутниковых навигационных сигналов.

Введение. В настоящее время на космических аппаратах различного назначения широко применяются фазированные антенные решетки (ФАР) больших геометрических размеров. Конструкция ФАР предполагает развертывание ее секций в космическом пространстве для формирования плоскости излучающего раскрыва. Однако при развертывании такой конструкции могут возникать локально-плоские нарушения излучающего раскрыва, что приводит в свою очередь к искажению исходного амплитудно-фазового распределения (АФР) при правильном развертывании антенны. В результате изменяется форма диаграммы направленности (ДН), в частности смещается ее главный максимум и увеличивается уровень боковых лепестков. В этих условиях для обеспечения формирования ДН с заданными параметрами необходимо корректировать АФР в ФАР.

Цель работы. Разработка метода, позволяющего при известных параметрах нарушений геометрии излучающего раскрыва корректировать АФР в ФАР.

Материалы и методы. Метод основан на условии минимизации среднеквадратического отклонения формируемой после коррекции ДН от исходной ДН в отсутствие нарушений раскрыва. Основой метода является формирование переопределенной системы линейных алгебраических уравнений (СЛАУ), связывающей параметры нарушений геометрии с искажениями ДН. Каждое из уравнений СЛАУ соответствует определенному угловому направлению в пространстве, в котором накладывается условие совпадения исходной и корректируемой ДН.

Результаты. Предложен метод коррекции АФР при наличии локально-плоских нарушений излучающего раскрыва ФАР. Проведено исследование на основе численного моделирования взаимосвязи параметров нарушений и характеристик направленности. Приведены основные соотношения и результаты численного моделирования, в частности амплитудные распределения, а также сечения формируемых ДН и разности нормированных ДН при наличии погрешностей развертывания полотна ФАР без коррекции и с коррекцией АФР.

Заключение. Полученные результаты показывают, что при отсутствии коррекции АФР в раскрыве ФАР не обеспечивается формирование ДН с заданными параметрами. В частности, наблюдается смещение главного максимума ДН и изменение характера огибающей боковых лепестков. В то же время выполнение коррекции АФР позволяет сохранить ДН практически без изменения.

Введение. Изучение особенностей введения отрицательной обратной связи в системах импульсного регулирования параметров потока электроэнергии с широтно-импульсной модуляцией всегда вызывало особый интерес разработчиков ключевых усилителей мощности (КУМ) и преобразователей напряжения (КПН). Оценка потенциала компенсационных методов является актуальной задачей при выборе направлений реализации устройств силовой электроники различного назначения.

Цель работы. Обзор компенсационных методов регулирования параметров и исследование условий устойчивости работы КПН с обратной связью по выходному напряжению и току.

Материалы и методы. В работе использованы основы теории импульсных систем автоматического регулирования, дополненные методом гармонической линеаризации с оценкой устойчивости по критериям Найквиста и методикой формирующего фильтра с применением метода кратных частот.

Результаты. Проведен анализ условий устойчивости работы, предложены аналитические зависимости и графическое представление величин предельной обратной связи от параметров модуляции и схемы ключевого преобразования.

Заключение. Проведенное исследование глубины обратной связи в ключевых регуляторах напряжения, ограниченной проникновением высокочастотных составляющих в тракт формирования широтномодулированного сигнала и его задержкой, обусловленные особенностями работы оконечного каскада КУМ, демонстрирует, что предельное значение глубины обратной связи по напряжению при типовых параметрах схемы не превышает 12 дБ, тогда как глубина обратной связи по току дросселя фильтра нижних частот может быть принципиально (более чем на 20 дБ) выше. При этом реализация режимов стабилизации напряжения и ограничения выходного тока для обеспечения надежной работы в пусковых режимах и режимах перегрузки возможна только при применении комбинированной обратной связи.

Введение. Повышение качества входной информации для системы траекторной обработки (ТО) на основе повышения точности измерений радиолокационных (РЛ) сенсоров является одним из очевидных подходов. Однако при этом РЛ-цели могут стать "сложными целями", имеющими несколько отметок на выходе обнаружителя. Это затрудняет точную оценку кинетических параметров целей в системе ТО. В статье представлены результаты синтеза обобщенного алгоритма обработки и формирования данных из отраженных сигналов сложных целей, позволяющего точно оценить кинетические параметры для решения задачи ТО.

Цель работы. Краткое изучение причин формирования "сложных целей". Синтез обобщенного алгоритма обработки и формирования данных по отраженным сигналам от сложных целей на основе теории обработки РЛ-изображений.

Материалы и методы. Теория цифровой обработки сигналов; прикладная теория обработки РЛ-изображений; MATLAB Simulink Toolboxes для моделирования обработки РЛ-изображений; методы нечеткой кластеризации.

Результаты. На основе анализа некоторых характеристик сложных целей и теории обработки РЛ-изображений синтезирован обобщенный алгоритм обработки и формирования данных отраженных сигналов от этого класса целей, являющихся предпосылкой для точной оценки их "представительной отметки" при решении задачи ТО.

Заключение. В статье проведен анализ особенностей формирования сложных целей в РЛ-технике и их особенностей при точной оценке истинной отметки; синтезирован обобщенный алгоритм обработки и формирования РЛ-сигналов, отраженных от сложных целей, являющийся основой при решении задач ТО.

Введение. При проектировании современных бортовых систем связи, радиолокации и радиомониторинга остро стоит проблема улучшения качественных характеристик, таких, как увеличение рабочей частоты, расширение мгновенной полосы пропускания и повышения чувствительности приемника, улучшение электромагнитной совместимости. Кроме того, необходимо уменьшать размер системы, ее массу, мощность и стоимость. При этом полупроводниковая сверхвысокочастотная (СВЧ) электроника подошла к границам достижимых частотных и динамических характеристик. Одним из оптимальных решений данной проблемы является использование радиофотонной передающей линии при построении бортовых систем связи, радиолокации и радиомониторинга, в основе которой лежит модуляция лазерного излучения посредством электроабсорбции.

Цель работы. Основная цель данной статьи – исследование передаточных характеристик и коэффициента шума радиофотонной передающей линии, в основе которой лежит модуляция лазерного излучения посредством электроабсорбции, сопоставление теоретических расчетов и практических результатов.

Материалы и методы. Метод внешней модуляции с использованием электроабсорбционного модулятора (ЭАМ), математическое представление коэффициента передачи, коэффициента шума при использовании ЭАМ, метод сопоставления практических результатов в части коэффициента передачи, коэффициента шума и теоретических.

Результаты. Получены теоретические значения коэффициента передачи и коэффициента шума для радиофотонной передающей линии, в основу которой положен метод внешней модуляции с использованием ЭАМ. Представлены экспериментальные результаты исследования коэффициента передачи и коэффициента шума для радиофотонной линии в диапазоне частот от 100 МГц до 16 ГГц и сопоставлены с результатами как для наиболее близких серийно выпускаемых изделий зарубежного производства, так и отечественных исследований радиофотонных линий передачи сигнала.

Заключение. За счет использования ЭАМ и его главного достоинства в части возможности интеграции с лазерным излучателем был спроектирован и изготовлен малогабаритный промышленный образец радиофотонного приемопередатчика, способный передавать радиосигнал на десятки километров в диапазоне частот от 100 МГц до 12 ГГц с значением коэффициента передачи не менее −3 дБ и коэффициента шума не более 36 дБ на верхней рабочей частоте. При этом наиболее близкий аналог, изготавливаемый фирмой "Emcore", при схожих габаритах имеет коэффициент передачи на уровне −30 дБ и в качестве способа передачи использует непосредственную модуляцию лазерного излучения, что значительно снижает дальность передачи СВЧ-сигнала.

Введение. В последнее время большой научный и практический интерес вызывает разработка перестраиваемых радиофотонных СВЧ-фильтров. Такие радиофотонные СВЧ-фильтры являются хорошей альтернативой существующим радиочастотным решениям, так как характеризуются низкими потерями, обладают широким диапазоном рабочих частот и могут быть легко интегрированы в различные телекоммуникационные системы. Использование ацетиленовой газовой ячейки и лазера с перестраиваемой длиной волны излучения позволяет создать перестраиваемый в широком диапазоне частот радиофотонный СВЧ-фильтр.

Цель работы. Исследование характеристик перестраиваемого радиофотонного СВЧ-фильтра на основе ацетиленовой газовой ячейки, а также определение способов снижения потерь в полосе пропускания фильтра; численное моделирование характеристик радиофотонного СВЧ-фильтра.

Материалы и методы. Экспериментальное исследование проводилось на экспериментальном макете перестраиваемого радиофотонного СВЧ-фильтра. Фильтр состоял из лазера с перестраиваемой длиной волны излучения, фазового модулятора, ацетиленовой газовой ячейки, оптоволокна, соединяющего газовую ячейку с фотодетектором, и фотодетектора. Теоретическое исследование проводилось посредством математического моделирования амплитудно-частотных характеристик радиофотонного СВЧ-фильтра.

Результаты. Получены экспериментальные амплитудно-частотные характеристики перестраиваемого радиофотонного СВЧ-фильтра. Исследована перестройка полосы пропускания фильтра посредством изменения частоты излучения лазера. Приведены результаты теоретического расчета амплитудно-частотных характеристик фильтра. Предложен метод снижения потерь в полосе пропускания радиофотонного СВЧ-фильтра.

Заключение. Предложена конфигурация перестраиваемого радиофотонного СВЧ-фильтра с использованием ацетиленовой газовой ячейки. Потери в полосе пропускания фильтра составили около −30 дБ. Показано, что для снижения потерь в полосе пропускания фильтра можно использовать лазер с повышенной мощностью излучения и фотодетектор с высоким фототоком.

Введение. Акустическое профилирование является традиционным методом исследования геологического строения морского дна. Для этих целей используется низкочастотный акустический профилограф с рабочим диапазоном частот 1…14 кГц. Однако при понижении рабочих частот возникает проблема с достижением необходимой разрешающей способности.  Проблема повышения углового разрешения гидроакустического устройства, или, иначе говоря, повышение разрешающей способности в направлении движения носителя, является одной из приоритетных задач при поиске и обнаружении объектов на морском дне, исследовании структуры донного грунта. Существует несколько способов повышения углового разрешения, одним из которых является алгоритм синтезирования апертуры антенны, базирующийся на использовании закона изменения фазы отраженного сигнала, что является актуальным при проектировании гидроакустических средств высокого разрешения.

Цель работы. Показать возможность построения устройства профилирования донного грунта, а также возможность повышения углового разрешения на основе алгоритма синтезирования апертуры антенны акустического профилографа.

Материалы и методы. Исследование возможности построения устройства профилирования донного грунта с использованием алгоритма синтезирования апертуры антенны основано на заделе, полученном для гидролокаторов бокового обзора с синтезированной апертурой в части построения антенного устройства, а также на методах возбуждения радиоволн, разработанных для радиолокационных систем.

Результаты. Исследована возможность применения синтезирования апертуры антенны для акустического профилографа донного грунта. Рассмотрен алгоритм синтезирования апертуры антенны, а также фазовые искажения траекторного сигнала и их влияние на гидролокационное изображение, а также основы обработки траекторного сигнала.

Заключение. В работе предложен вариант повышения разрешающей способности акустического профилографа при выполнении поисково-обследовательских задач. Предлагаемый вариант построения акустической части устройства профилирования может быть использован при разработке поисково-обследовательских гидроакустических устройств с высоким угловым разрешением.

Введение. Сокращение длительности зондирующего импульса на выходе многослойного излучателя является актуальной задачей акустического неразрушающего контроля, поскольку способствует улучшению разрешающей способности системы, точности определения координат дефектов и снижению протяженности мертвой зоны. Наиболее распространенным методом достижения малой длительности сигнала является механическое демпфирование. Применение с этой целью RL-цепей, подключаемых к электрической стороне пьезопреобразователя (ПЭП), изучено в меньшей мере. Интерес представляет сравнительное исследование потенциальных возможностей двух указанных способов получения короткого сигнала.

Цель работы. Проведение сравнительного исследования двух вариантов снижения длительности зондирующего сигнала с целью установления предпочтительности их применения в практике ультразвукового контроля.

Материалы и методы. Для определения границ предпочтительного применения одного из методов в сравнении с другим использован математический аппарат, основанный на использовании интегрального исчисления, а также численных методов расчета. При построении математической модели ПЭП применен метод схем-аналогов в сочетании со спектральным методом на основе преобразований Фурье. Численные расчеты выполнены в среде MathCad.

Результаты. Установлено, что применение электрической корректирующей цепи с оптимальными параметрами позволяет в широком диапазоне изменения значений удельного акустического сопротивления протектора добиваться меньшей длительности зондирующих сигналов на выходе ПЭП, чем в случае использования демпфированного ПЭП при значениях удельного акустического сопротивления демпфера z_д, меньших 10⋅10⁶ Па⋅с/м. При z_д > 10⋅10⁶ Па⋅с/м предпочтение стоит отдавать механическому демпфированию пьезоэлемента. Установлено, что амплитуда сигналов на выходе ПЭП с подключенной к нему корректирующей цепью превышает амплитуду сигнала при осуществлении демпфирования пьезоэлемента.

Заключение. Полученные результаты позволяют априорно оценивать и сравнивать между собой возможности ПЭП при использовании двух методов создания короткого зондирующего сигнала, а также обоснованно выбирать материалы для создания протектора в широком диапазоне удельных акустических сопротивлений. Корректный выбор параметров конструктивных элементов ПЭП дает возможность улучшения разрешающей способности систем излучения-приема, снижения протяженности мертвой зоны и повышения точности определения координат дефектов, что, в итоге, способствует повышению качества акустического контроля материалов и изделий.

Введение. В некоторых областях современной науки и техники необходимо проводить измерения амплитудно-временных характеристик импульсного магнитного поля. Такие измерения проводят при испытаниях на стойкость к импульсному магнитному полю, при этом длительность фронта импульса магнитного поля составляет сотни наносекунд, а длительность импульса до полуспада – сотни микросекунд.

Цель работы. Разработка измерителя напряженности магнитного поля, обладающего линейной характеристикой преобразования, позволяющего проводить измерения длительности фронта, длительности импульса до полуспада и пикового значения напряженности импульсного магнитного поля.

Материалы и методы. Для измерения параметров импульсного магнитного поля существует несколько методов, в данной статье выбран индукционный метод. Для получения сигнала, пропорционального напряженности импульсного магнитного поля, сигнал с индукционного преобразователя интегрируют с использованием самоинтегрирующего индукционного преобразователя (RL-интегрирование) или при помощи внешнего RC-интегратора. Первый способ показывает хорошие результаты при измерении сигналов длительностью сотни наносекунд, однако дает плохой результат при измерении параметров более длинных импульсов. Второй способ применяют для определения параметров сигналов длительностью сотни микро- и миллисекунд, данный способ дает большую погрешность при измерении параметров сигналов длительностью сотни наносекунд и меньше. Последовательное использование двух способов интегрирования приводит к возникновению дополнительной погрешности измерения длительности импульса до полуспада.

Результаты. Разработано устройство, которое позволило при помощи измерителя импульсного магнитного поля на основе RL-интегратора определять требуемые параметры импульса магнитного поля с относительными погрешностями 10, 10 и 9 % соответственно. Данное устройство устраняет ошибку, вызванную потерями в активном сопротивлении индукционного преобразователя, что позволяет провести измерение длительности импульса до полуспада без дополнительных погрешностей в условиях, когда длительность фронта импульса составляет сотни наносекунд, а длительность спада импульса – сотни микросекунд.

Заключение. Разработка функционального преобразователя позволила расширить частотную характеристику измерителя импульсного магнитного поля на основе RL-интегратора в область низких частот.